Главная  Волноводные диэлектрические фильтры 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 [ 18 ] 19 20 21 22 23


ный участок [28]. Имеются и определенные технологические преимущества, связанные с тем, что проводящий слой можно наносить снаружи диэлектрического стержня [127]. Уже появились первью сообщения о создании миниатюрной аппаратуры, выполненной полностью на заполненных волноводах [68]. Можно ожидать появления в ближайщем будущем новых разработок в этой области.

Однако в настоящее время аппаратура, полностью выполненная на волноводах с диэлектрическим заполнением, пока еще встречается довольно редко. Более типичным оказывается сочетание заполненных волноводов с незаполненными, что, в свою оч*>-редь, требует решения вопроса сопряжения их друг с другом. Рассмотрим некоторые пути практической реализации такого сопряжения.

Сопряжение с микрополосковоб линией передачи. Известны различные конструкции переходов от микрополосковой линии передачи к прямоугольному волноводу [130]. Однако во всех случаях предполагаетси, что рабочие частоты находятся выше критической частоты основной волны. Для устройств на запредельных волноводах характерна ситуация, когда рабочая частота лежит ниже критической частоты основной волны. Это препятствует применению известных переходов с микрополосковой линии на прямоугольный волновод. В частности, теряет смысл использование четвертьволновых отрезков (илн шлейфов), так как в запредельном волноводе существует апериодический затухающий процесс.

Рассмотрим один из вариантов сопряжения запредельной волноводно-дн-электрической структуры с микрополосковой линией, в которой требуемые частотные характеристики формируются с помощью резонансных элементов на запредельных волноводах, возбуждаемых микрополосковой линией.

На рис. 4.17 показано сопряжение микрополосковой линии с полосовым СВЧ фильтром, выполненным на запредельном волноводе с диэлектрическими слоями. На подложке микрополосковой линии 1 с токоведущей жилой 2 расположен запредельный волновод 3. На выходе и входе фильтра микрсполос-


Рис. 4.17. Сопряжение микрополосковой линии передачи с запредельной волновод-но-диэлектрнческой структурой

ковая линия входит на небольшую длину (около 3 мм) в запредельный волновод. На этом участке в подложке микрополосковой линии делаются пазы 4 для узких стенок запредельного волновода. Нижняя широкаи стенка волновода является продолжением экранирующей плоскости микрополосковой линии 5. Токоведущая жила микрополосковой линии замыкается на верхнюю широкую стенку волновода с помощью металлического штыря 6, диаметр которого примерно равен ширине токоведущей жилы микрополосковой линии. Для обеспечения контакта стыки запредельного волновода с экранирующей плоскостью микрополосковой линии пропаиваются. На рисунке видны полностью заполняющие поперечное сечение запредельного волновода диэлектрические слои 7, из которых образуется запредельный волноводно-диэлектрический фильтр. Вход и выход на микрополосковую линию выполняются одинаковыми.

В конструкции перехода от микрополосковой линии к запредельному волноводу замыкающий штырь образует петлю связи. Создаваемое им высокочяс-

тотное магнитное поле возбуждает отрезок запредельного волновода на входе фильтра. Образующаяся в месте соединения штыря с микрополосковой линией реактивность участвует в формировании резонансных характеристик волно-водно-диэлектрической структуры. Излучения в сторону возбуждаемой микрополосковой линии не происходит, поскольку отрезок прямоугольного волновода между замыкающим штырем и входом микрополосковой линии является запредельным.

На рис. 4.18 приведены частотные зависимости затухания (в децибела.) трех двухзвенных фильтров с запредельными волноводами различной длины. Сечение запредельного прямоугольного волновода-11x5,5 мм. Диэлектрические слои толщиной 2 мм каждый изготовлены из поликора (е=9,8). Мнкро- I полосковая линия с волновым сопротивлением 50 Ом, выполненная на подложке толщиной 1 мм, входит в запредельный волновод на 3 мм. Устройство, включай два отрезка микрополосковой линии длиной до 10 мм, вносит потерн 0,5-1,7 дБ, величина которых увеличивается с ростом длины фильтра. Для всех вариантов КСВ был менее 1,5.

Вне полосы пропускания вносимое фильтрами затухание превышает 30 дБ; никаких паразитных резонансов на частотах ниже полосы пропускания не обнаружено. На частотах выше полосы пропускания вплоть по 12 ГГц также не обнаружено паразитных полос пропускания. Настроечные


Рис. 4.18. Частотные зависимости затухания двухзвенных волноводно-диэлек i рнческих фильтров, имеющих микрополосковые вход и выход

винты фильтров позволяют изменять характеристику от максимально плоской до чебышевской н перестраивать среднюю частоту полосы пропускания в пределах 57о точно так же, как это делается в рассмотренных выше фильтрах. На рис. 4.19 показан блок фильтров, сопряженных с микрополосковой линией.

Запредельные волноводы достаточно просто сопрягаются с коаксиальной линией передачи. Если в волноводе возбуждается Я-волна, то внутренний проводник коаксиальной линии, введенный с торцевой стенки волновода, замыка-


л^Lty! У^звенных фильтров,

а - вид сверху; б - вид снизу

5-29

сопряженных с микрополосковой



ют на его боковую стенку [52]. Образующаяся при этом петля связи является элементарным магнитным диполем. Если возбуждается £-волна, то внутренний проводник вводят соосно в торец отрезка запредельного волновода [30]. Образующийся прн этом штырь связи является элементарным электрическим излучателем.

Согласование заполненных и иезаполиеииых прямоугольных волноводов.

Рассмотрим некоторые способы согласования заполненных и незаполненных волноводов. Наибольшее распространение получили три способа согласования:

с помощью сосредоточенных реактивных элементов;

с помощью плавных диэлектрических переходов;

с помощью ступенчатых диэлектрических трансформаторов.

Сосредоточенные реактивные элементы обеспечивают достаточно широкополосное согласование заполненных волноводов с незаполненными. В качестве такого элемента часто используют емкостный металлический штырь с переменной глубиной погружения [131]. В одноволновом приближении из условия равенства волновых сопротивлений согласуемых волноводов получаем

(4.11)

где А, В - поперечные размеры незаполненного волновода; а, Ъ - поперечные размеры заполненного волновода.

Соотношение (4.11) всегда выполняется при фиксированной длине волны за счет соответствующего выбора размеров волновода, чем обеспечивается равенство активных составляющих комплексной проводимости в месте сочленения двух волноводов. Однако скачок геометрических размеров приводит к появлению нескомпенсированной реактивной составляющей проводимости. Если положить В=Ь (на практике это требование выполняется путем введения дополнительного ступенчатого или плавного трансформатора по высоте), то не-скомпенсированная реактивность будет носить индуктивный характер. С помощью емкостного штыря, устанавливаемого вблизи места сочленения согласуемых волноводов, добиваются компенсации реактивной проводимости.

На рис. 4.20 представлены результаты согласования двух волноводов шириной /4 = 23 мм (не заполнен) и шириной a=/l/V е (заполнен диэлектриком г=9,4) с помощью емкостного штыря [131]. Достигнут КСВ <1,15 в полосе частот порядка 20%. Использование в качестве согласующего элемента сосредоточенной неоднородности в виде емкостного штыря приводит к заметному снижению электрической прочности полноводного тракта. Этот недостаток

КСВ

.-Шу Л


Рис. 4.20. Согласование волноводов, заполненных различными средами, с помощью емкостного штыря

можно существенно ослабить, если воздушный зазор между штырем и широкой стенкой волновода заполнить диэлектриком [117]. Вблизи емкостного штн-ря возбуждаются волны высших типов, которые трудно контролировать. В результате могут возникнуть нежелательные эффекты, уменьшающие диапазон согласования. Поэтому целесообразно использовать плавные диэлектрические переходы или ступенчатые диэлектрические трансформаторы.

Плавные диэлектрические переходы получили весьма широкое распространение. На практике они обычно образуются за счет введения наклонной границы раздела двух сред. Если граница раздела является плоской, то диэлектрический переход будет иметь линейный профиль. Для получения низкого уровня отражений и расширения рабочей полосы частот желательно, чтобы в любом сечении перехода отсутствовали критические сечения и области, в которых возможно распространение волн высших типов. Если эти условия соблюдаются, то плавный диэлектрический переход можно рассматривать как линию передачи, заполненную эквивалентной продольно-неоднородной средой в одноволновом приближении. Тогда коэффициенты отражения и передачи можно рассчитать по (2.48).

В случае, когда плоскость раздела двух сред параллельна поперечной составляющем магнптного поля волны Ню (рис. 4.21а), выражение для коэффициента отражения Sn имеет явный вид

3 3 3 3

l-5ii

2 2 (II, Ы - У

L 3

1 1 (II, lo) - V

2 2 (it, lo) - 3 Т

j J (?L, lo) 3 3

3-3 - T

2 (1ь, lo) 3

о=-

39 * >

(0) = p2; (Z.) = p2;

(4.12)

*n,v( . ) = Ji(u)J{v); 9 = A2(e-l)tge/6,

где длина диэлектрического перехода; -Р, - постоянная распространения волны Н,о в незаполненном волноводе; Рг - постоянная распространения волны Н, в заполненном волноводе; ( J, /(t/J - цилиндрические функции Бес-селя.-

Некоторые результаты расчета коэффициента отражения по формуле: (4.12) приведены в [84]. В работе [114] аналогичная задача решается на основе методов нерегулярных волноводов с медленно меняющимися параметра.-


Рис. 4.21. Плавные диэлектрические переходы, образованные наклонной границей раздела двух сред: а - Я-плоскостная ориентация; б - £-плоскостная ориентация




ми [87]. Ряд авторов приводят Задачу к уравнению Риккати [88] либо распространяют методы синтеза, разработанные для неоднородных линий, на расчет параметров плавных переходов [89, 90].

Известно, что минимальную длину имеет плавный переход с чебышевской характеристикой [53]. В этом смысле диэлектрический переход с линейным

профилем не является оптимальным. В то же время практическая реализация границы раздела двух диэлектриков с профилем, обеспечивающим чебышев-скую частотную характеристику, связана с технологическими трудностями. Их можно обойти, если сложный профиль аппроксимировать с помощью нескольких линейных (рис. 4.22). При такой аппроксимации результирующая частотная характеристика коэффициента отражения может несколько отличаться от чебышевской. Однако, выбирая определенным образом геометрические размеры линейных участков, можно получить характеристику, весьма близкую к чебышевской, которую назовем квазиоптимальной.

Методика расчета квазиоптимального диэлектрического перехода Я-плос-костиого типа рассмотрена в [107]. На рнс. 4.23 представлены расчетные (сплошная линия) и экспериментальные (пунктирная лниия) зависимости от частоты для квазиоптимального перехода длиной 1=2 см в волноводе сечением 2,3X1,0 см, заполненном материалом с проницаемостью 8=2. Остальные

Рис. 4.22. Плавный диэлектрический переход с квазиоптимальным профилем


Рис. 4.23. Сравнение частотных характеристик плавных диэлектрических переходов с линейными / и квазиоптимальным 2 переходами (сплошные линии - расчет, пунктирная и штрих-пунктирная линии - эксперимент)

параметры имеют следующие значения: h=OA см; Zi=l,2 см. По сравнению с ли-иейным переходом квазноптимальный переход той же длины имеет очевидные преимущества.

В случае, когда плоскость раздела двух сред параллельна поперечной составляющей электрического поля волны Ню (рис. 4.216), для расчета коэффициента отражения воспользуемся формулой (2.18), которая теперь принимает следующий вид:

(4.13)

Соотношение (4.13) является достаточно общим и может быть использовано для расчета отражений диэлектрических переходов различных конфигураций. Некоторые из наиболее употребляемых конфигураций £-плоскостных', переходов показаны иа рис. 4.24. Оии отличаются друг от друга лишь функциями распределения эквивалентной диэлектрической 8эив(г) [85]. В качестве примера на рис. 4.25 приведены расчетные (сплошные линии) значения в зависимости от угла наклона 6 плоскости раздела сред при различных

ajX и Е=2. На рис. 4.26 приведены экспериментальные данные для конфигураций рнс. 4.24а (крестики) и рис. 4.24в (кружочки) при 0=60°. Там же сплошными линиями показаны расчетные зависимости. Можно отметить удовлетворительное совпадение расчета и эксперимента.

С увеличением длины перехода L (уменьшение угла О) влияние волн высших типов сказывается все заметнее и погрешность расчета коэффициента отражения по (4.13) увеличивается. Учет волн высших типов позволяет повысить точность вычисления Sii. Для конфигурации на рис. 4.216 такие расчеты проведены в [100]. Сравнение одноволнового и многоволнового приближений по данным, полученным в [100], приведено на рис. 4.25 (пунктирные линии - многоволновое приближение).

Замена линейного профиля ква-зиоптнмальным позволяет существенно уменьшить общую длину f-плос-костиого диэлектрического перехода [86]. Частотные зависимости Sii такого перехода построены на рис. 4.27 для следующих значений параметров: а=2,3 см; Z.i/Z,=0,2; е=2. Видно, что частотная характеристика, близкая к оптимальной, имеет место прн значении 2/i/a=0,3-hO,4. Совмещая Н- и £-плоскостиые диэлектрические переходы, получим так называемый пирамидальный вариант перехода. Анализ такого перехода в

одноволновом приближении можно Рис. 4.24. Некоторые наиболее употреби-выполнить с помощью (4.13). В мно- тельные профили диэлектрических пере-говолновом приближении указанный ходов с -плоскостной ориентацией переход рассмотрен в [81]. Более подробные сведения, относящиеся к расчету отражений диэлектрического клина в прямоугольном волноводе, можно найти в [92, 98, 99, 135].



30 10 SO 70 JO за W до 70 so зав,г,

Рис. 4.25. Зависимости модуля коэффициента отражения Я-плоскостных диэлектрических переходов от угла е при различных а/к (пунктир - строгое решение

32Д2ЧИ IIOOJ)



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 [ 18 ] 19 20 21 22 23