Главная  Микроэлектронные устройства сверхвысоких частот 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 [ 14 ] 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31

пример 10. Пользование номограммой. Задано (0=8...9 ГГц; ©г = 6,2 ГГц; (Вп= 1,8...2,8 ГГц. Находим <oJ<o 1,29...1,45; (oJ(i\ = = 0,292...0,452. Пересечение соответствующих координат находится иа линии с - ®г' которая изображает полезную составляющую. Эту линию иа задан-

ном отрезке пересекают линнн 4й)-5(0 и Зш-2сОд, которые изображают паразитные составляющие выходного сигнала. В ОС возникают все определенные номограммой комбинации, однако в более сложных схемах БС и ДБС есть возможность часть из них подавить иа выходе. БС позволяет подавить на выходе один из входных сигналов и его четные гармоники, ДБС - оба входных

сигнала и все нх четные гар-

r-lL, 9sr z£i£s МОНИКИ.

В табл. 6 приведены комбинационные частоты на выходе БС и ДБС. Следует помнить, что подавление идет с использованием фазового принципа, поэтому его величина сильно зависит от балансности смесителей и правильного согласования диодов. В табл. 7 приведены параметры различных смесителей [85, 191.

ДБС имеет следующие преимущества: уменьщение плотности гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектре г увеличение динамического диапазона и максимально допустимой мощности; снижение требований к напряжению пробоя диода; исключение или ограничение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов. Однако ДБС имеют и недостатки: например, возрастание требуемой мощности гетеродина на ЗдБ по сравнению с БС при отсутствии смещения; неудобное расположение диодов. Несмотря на эти недостатки, ДБС щироко применяют. Рассмотрим характеристики ДБС [19, 85].

Ширина полосы смесителя по схеме звезда в СВЧ диапазоне равна примерно двум октавам, но она обычно ограничена коротко-замыкающими четвертьволновыми щлейфами до октавы- На основе этой схемы изготовлены смесители с щириной полосы в октаву и развязкой между любыми парами полюсов не менее 20 дБ в диапазоне частот до 8 ГГц и не менее 17 дБ в диапазоне 8-12 ГГц [85]. На рис. 4.4. показаны основные характеристики смесителей в полосе частот от 1 до 12 ГГц. Комбинационные частоты в таком смесителе можно подразделить на два типа: сигналы с фиксированным и зави-


0,4 0,6 foC

0,8 1 /,2 Ui 1,6 1,8 fn/fg

Рис. 4.3. Номограмма для определения возможных комбинаций гармоник в полосе полезной ПЧ

Таблица б

Схема

Номер гармоники гетеродина

а

Зсо^ ±

4(0р ± (о<.

ДБС

ДБС

tWp + 3(0

±2ш,+3(1)

SiOj, ±3ш^.

4(Ог±3(о,.

5(0 ±3(0

ДБС

ДБС

+5Ш;.

±2сй+5со

±3(0 +5(0

± 4(Or-f5o)

5(Ог±5й)о

ДБС

примечание, s - номер гармоники сигнала.

Таблица 7

Параметр

Смеситель

Развязка:

сигнал - гетеродин

Большая

Большая

сигнал-ПЧ

Средняя

Средияа

гетеродин - ПЧ

Большая

Относительная плотность сигналов ком-

0,25

бинационных частот

Подавление шумов гетеродина

Нет

Относительный динамический диапазон

ЗдБ

Относительная мощность гетеродина

Относительная максимальная мощность

ЗдБ

Напряжение пробоя диодов, где Eq для. ДБС

Зависит от способа подачн еигнала гетеродина.




10 tjrn

Рис. 4.4. Зависимость потерь L, коэффициента шума и развязки L ДБС цо схеме звезда

симым уровнями. Сигналы первого типа получаются при смешении гармоник гетеродина и входного сигнала: Ьщ + сОс (Ь >1). Амплитуды этих сигналов остаются фиксированными относительно боковых частот первого порядка сОр + ©t и на графиках зависимости выходной

мощности от входной имеют тот 1-Р же наклон, что и последние (рис. 4.5, а). Гармоники входного сигнала, смешиваясь с сигналом гетеродина или его гармониками, 10 создают сигналы комбинационных частот с зависимыми уровнями, имеющими частоты + scOc (s > > 1). Амплитуды этих сигналов по отношению к боковым частотам первого порядка зависят от уровня сигнала гетеродина. На графиках зависимости выходной мощности от входной имеют наклон, равный порядку гармоники входного сигнала (s). Наиболее интересными из них являются частоты, кратные ПЧ, так как при широкой полосе входных частот они могут в нее попасть, например частоты п (о? - сОр), где п > 1 (рис. 4.5, б).

Как отмечалось, подавление в выходном спектре гармоник входных сигналов и сигналов на комбинационных частотах является одной из важнейших характеристик смесителя. Поэтому для обеспечения заданной величины подавления следует правильно выбирать схему смесителя, нагрузки на его полюсах, а также режим смещения постоянным током 185, 191. Хотя, с теоретической точки зрения, ДБС и обладают преимуществом, на практике при реализации смесителей в виде интегральных схем БС имеют лучшие характеристики, в частности, меньший коэффициент шума и КСВ. Это связано с трудностью реализации ДБС в интегральном исполнении, поэтому БС широко распространены в микроисполнении.

Рассмотрим величины подавления комбинационных составляющих в БС для оценки эффективности их применения, когда требуется подавлять комбинационные составляющие частотного спектра. Выражения для подавления в частном случае, когда частота комбинационного сигнала / = (/. -где п = 2, 3, 4, приведены в ра-

У

ш

~01>

-50 -30

-10 . .. Р, №нВт


-30 -10 О to J Ch,i5MBni

Рис. 4.5. Амплитуды сигналов комби-

иациоиных частот: о - с фикаированним относительно составляющей (Ос - со г уровнем; б - с зависимым уровнем

боте [50]. Более общие выражения для расчета величины подавления комбинационных составляющих с частотой f = sfc + bf\ для БС получены в работе [30]. На рис. 4.6, а показана эквивалентная схема БС, в которой и {/ - напряжения комбинационной частоты на выходах смесительных диодов (до схемы сложения); \\ и - напряжения полезной ПЧ в тех же самых точках схемы; и а и Uc2 - напряжения сигнала на входах первого и второго диодов; Us V-S. - суммарные напряжения комбинационной частоты и полезной ПЧ на входе схемы сложения. Запишем формулу, связывающую величину подавления комбинационных составляющих в БС с величиной подавления этих же составляющих в ОС:

(ViW =№ал ==В-КП2 = В-КП,М'Ш^; В = (1 + М^в^ + 2Мв cos ф„)/(1 -f тв + 2iV0 cos ф*).

Гетеродин

Сигнал ч> о- -



Рис. 4.6. Эквивалентная схема балансного смесителя (о) и структурная схема фазового подавления зеркального канала (б)

где /СЯ, = {VijUif - подавление в t-м диоде данного смесителя; М - отношение коэффициента передачи по напряжению первого диода для выходной полезной промежуточной частоты к такому же коэффициенту второго диода; - отношение коэффициентов передачи для выхочной комбинационной частоты; G = t/ci/t/c2-Углы между векторами выходных напряжений

фя(*) = фп(*1) - ф 2(А1); фят(*т) = Ь (фгт + гт) - S (фсщ + с.т) - Ут,

где фгтТ (cm) - изменение фазы напряжения гетеродина (сигнала), вносимое нагруженным ответвите/.ем [30]; ¥гтф(ст) - изменение фазы напряжения от выхода ответвителя до входа i-ro диода; Ут - угол, учитывающий по./-ярность включения диода. Величина подавления комбинаций то/ько за счет балансности для следующих коэффициентов: М = N = \; G = 0,8; ф„ = 20°; ф* = 160°, характерных для реальных смесителей, составляет 13,4 дБ.

При проектировании смесителей необходимо учитывать способ полез'ого использования зеркальной частоты. Потери преобразования и коэффициент шума можно минимизировать правильным выбором реактивной нагрузки на суммарной и зеркальной частотах. Однако зачастую это очень трудно осуществить, особенно если зеркальная и сигнальная частоты близки. Существуют два способа решения этой задачи: использование частотно-избирательных цепей и использование фазовых соотаошений между сигналами. Схема, собранная на осчове первого способа, может работать в узкой полосе частот. Кроме того, если разность между зеркальной частотой и частотой



сигнала мала, то требуются очень высокодобротные фильтры с малыми потерями, которые трудно изготовить в интегральном исполнении. Известны примеры реализации таких схем, которые позволили получить потери преобразования вплоть до 3,5 дБ [85, 941.

Следует отметить, что в смесителе существуют два сигнала на зеркальной частоте: сигнал, поступающий на вход смесителя с антенны, и сигнал, образующийся в смесителе за счет преобразования входного сигнала. Если по сигнальному входу на диод поступает внешний сигнал с частотой щ, то, взаимодействуя с колебаниями гетеродина, образуется сигнал промежуточной частоты Юп = - - й)г. фп фз - фг. Фаза этой ПЧ фп не коррелирована с фазой полезного сигнала фп. хотя по частоте ничем не отличается от полезного сигнала и является помехой, от которой нельзя избавиться без применения специальных мер.

Рассмотрим фазовые методы подавления зеркальной частоты, которые наиболее приемлемы для микроэлектронного исполнения смесителей. На рис. 4.6, б представлена структурная схема смесителя с подавлением зеркального сигнала, поступающего на вход смесителей [491. В схеме использованы два балансных смесителя, на которые сигнал подается через 90°-е гибридное соединение /, а сигнал гетеродина поступает через синфазный делитель мощности 2 без сдвига фаз. При этом на выходах смесителей достигаются такие фазовые соотношения между сигналами ПЧ, преобразованными от входных сигналов на зеркальной и несущей частотах, что при сложении на выходном 90°-м гибридном соединении 3 имеем на одном выходном плече только сигнал ПЧ, полученный за счет преобразования сигнала несущей, а на другом - сигнал зеркальной частоты, который поглощается согласованной нагрузкой. Опытный образец в полосе частот 8-12 ГГц имгет коэффициент шума 10 дБ (включая коэффициент шума УПЧ 2,5 дБ) при мощности гетеродина 3-4 мВт и постоянном прямом смещении на диодах 0,1 В [1391. Развязка между полюгами сигнала и гетеродина составляет более 16 дБ, а величина подавления сигнала по зеркальному каналу -20-25 дБ.

Интерес представляет схема малошумящего смесителя (МШС) с фазовым подавлением зеркального канала приема и с возвращением энергии зеркальной частоты соз, возникающей в смесителе [941. Если требуется значительное подавление зеркальной частоты более 30 дБ, то используют смзситель с двойным преэбразованием частоты, т.е. два последовательно включенных смесителя: первый переносит сигнал на высокую (первую) промежуточную частоту, на которой легко фильтрами подавлять зеркальную частоту, а затем второй смеситель преобразует высокую промежуточную частоту в низкую ПЧ, на которой идет дальнейшая обработка сигнала.

4. МАТЕМАТИЧЕСКИЕ МОДЕЛИ СМЕСИТЕЛЕЙ

Математическая модель смесительного диода. Для анализа работы смесителей обычно применяют модель смесительного диода в виде матрицы параметров проводимости или параметров рассеяния. Такую

модель получают, измеряя вольт-амперную характеристику диода и его реактивности. Принимают, что ток и напряжение на диоде состоят из слагаемых, частоты которых равны ± где b = О, 1, 2, - круговая частота гетеродина; <л„ - круговая проме-

жуточная частота. Ток через диод является функцией напряжения и производной от напряжения по времени: / = / (U,U). Предполагают также, что составляющие частоты сигнала, зеркальной частоты

Ugfl/lCOSt

О

г

и

2

Рис. 4.7. Эквивалентная схема бескорпусного смесительного диода (а), смесительного диода, представленного в виде нена-груженяого четырехполюсника, описываемого матричным уравнением (4.17) (б), нагруженного диода, описываемого уравнением (4.17 а) (в)

и боковых частот настолько малы, что их можно рассматривать как вариации I и U. Запишем уравнение вариаций [58]


-,.dU,

где U=dU/dt.

Учитывая только частоты сигнальную, промежуточную и зеркальную, получаем комплексную Матрицу проводимости диода

So + /ао с gi + /OiCOc gi + /agcoc-S-i + !a.i(o go+jao(o gi + jacon , (4.15)

£-2 - ;a-2 3 g-i ~ /а 1й)з go -/ооЮз j

где (Ос = (On + <ih; (Оз = (Or - (On.

Матрица всего диода с учетом индуктивности выводов Z, и сопротивления R, (рнс. 4.7, а) получается на три порядка выше, чем матрица перехода. Проводимость этих элементов Ye=l/(R,+ + }(i>eU), где для разных частот в обозначает или с, или п, или1



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 [ 14 ] 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31