Главная  Микроэлектронные устройства сверхвысоких частот 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 [ 21 ] 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31

.xo o r pT cC 7a? Р™ -ь параллельного шлейфа

/1 = ±

Определяют длины параллельных шлейфов:

(5.19)

/k. = (arcctg-)/ р.

... , (5.20)

линиш^ у-коэффициент укорочения длины волны в

/x..= (arcctg5f)/p. Определяют длины последовательных шлейфов

4л л:,.

(5.21)

(5.22)

lLvnv4r cZu коэффициента отражения реальных генератора и нагрузки с учетом проводимости параллельного шлейфа:

Гг = о +/5,; Г„ = г/о + /54; Гг = 1/.; Г = I ?,;

(5.23)

©Лг, вд -фазы импедансов генератора и нагрузки, требующихся для согласования.

После расчета первого каскада переходят к расчету второго, который рассчитывают по входу на минимум коэффициента шума. Первый каскад можно согласовывать с величиной импеданса, при которой коэффициент шума 2-го каскада минимальный. Выход второго каскада согласовывают по максимуму усиления в требующейся полосе частот, для этого необходимо выполнить соотношение г/вых2 = у1хз.

5. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ЭВМ ПРИ ПРОЕКТИРОВАНИИ УСИЛИТЕЛЕЙ

В настоящее время применяют систему проектирования, при которой некоторые этапы проектирования выполняет разработчик, а другие - ЭВМ. Порядок проектирования следующий.

Выбирают тип транзистора (выполняет человек).

Выбирают режим работы транзисторов и проверяют безусловную устойчивость каскадов (человек и ЭВМ).

Рассчитывают число каскадов и выбирают структуру согласующих цепей (ЭВМ и человек).

Вычисляют значения элементов согласования (ЭВМ).

Оптимизируются параметры выбранных согласующих цепей по критерию получения минимального коэффициента шума для первых

двух каскадов, по критерию получения максимальной равномерности усиления для последующих каскадов и т. д.

При исследовании транзисторного усилителя необходимо иметь его математическую модель. Для получения этой модели воспользуемся представлением транзистора и других элементов в виде четырехполюсника, заданного волновыми параметрами передачи, к которым легко перейти от S-параметров с помощью стандартных формул [68]. Такое представление позволяет достаточно просто получить модель всего усилителя в виде произведения Т-матриц его элементов. Следует учитывать при этом, что в месте перехода с линии с одним волновым сопротивлением Zj на линию с другим волновым сопротивлением Z2 следует включать Т-матрицу скачка волновых сопротивлений [681:

N+1 N - V 2/лГ 2/1

N-1 N + 1 121/ЛГ 21/lVj где N = Zj/Zi.

Если в месте скачка включено параллельное сопротивление Z, то Т-матрица примет вид [681

iV(l + 2/ N

N{\-Y) -1 L 2VN

N(l+Y)-\ 21/ N

N(\ -Y) + \ 21/IV

где Y = 1/Z.

Рассмотренную методику применяют в тех случаях, когда разработчик не имеет доступа к комплексным программам синтеза усилителей на ЦВМ. Существует программа Compact [142]. Эта программа имеет банк данных, в котором представлены различные варианты согласующих схем с сосредоточенными или распределенными элементами. Имеется также банк данных транзисторов с указанием S-параметров, шумовых параметров и т. п. Расчеты в основном ведутся по приведенным в данной работе формулам, причем согласование выполняют на минимум шума, заданную равномерность АЧХ и т. д.

Метод оптимизации на ЭВМ элементов топологической схемы, которую предварительно выбрал разработчик, рассмотрен в работе [1351. Критерием оптимизации является минимум функции ошибок Е'-

!п

Я = I] [подсчитанное Н (/) - требуемое Н (/)] ft

где / - частота; Н - функция, определяемая как сумма веса усиления, коэффициента шума и коэффициентов отражения входа и выхода усилителя.



6. ТОПОЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЬ( МИКРОЭЛЕКТРОННЫХ СВЧ УСИЛИТЕЛЕЙ

Микроэлектронные СВЧ усилители на транзисторах представляют собой диэлектрическую плату, на которой нанесен рисунок (топология) пассивной схемы и припаяны или приварены навесные элементы. Усилитель помещается в индивидуальный корпус или вместе с-другими элементами - в общий герметичный корпус приемного модуля. Рассмотрим топологическую схему МШУ СВЧ, в которой применена схема питания с гальванически связанными парами транзисторов (рис. 5.9, а). Эта схема имеет параллельную {R3) и последовательную (R2, R5) отрицательные обратные связи для стабилизации параметров усилителей. Использовав электрическую схему

сз Выход

С2± 1 1


Рис. 5.9. Электрическая схема двухкаскадного усилителя (а) и топологическая схема двухкаскадного усилителя на МПЛ (б)

двухканального усилителя (рис. 5.9, а), можно построить микро-полосковый усилитель, топологическая схема которого показана на рис. 5.9, б. Низкочастотные резисторы R1-R5 выполнены с СВЧ пассивной схемой по единой технологии. Емкости С2 представляют собой проходные конденсаторы (С = 70 пФ), соединяющие по СВЧ заземленную сторону платы с лицевой стороной через просверленные в керамике отверстия. На входе и выходе усилителя имеются развязывающие схему по постоянному току фигурные зазоры (С/, СЗ), ширина которых равна приблизительно 50 мкм, а длина - четверти длины волны в полосковой линии. Такие фигурные зазоры имеют потери в 10 /о-ной полосе частот 0,1 дБ. Достоинства такой схемы - высокая надежность, которая достигается отсутствием навесных элементов за исключением транзисторов; высокая стабильность рабочей точки транзисторов при производственном разбросе пара.метров транзисторов и пассивных элементов схемы. Например, 20 %-ный разброс резисторов схемы не влияет на работу усил[1теля. Если все устройства какой-либо схемы выполнены на ЩЛ, целесообразно для уменьшения потерь в переходах и габаритных размеров усилитель также выполнить на ЩЛ. Топологическая схема четырехкаскадного усилителя наЩЛ показана на рис. 5.10 (незаштрихованные линии - щели в металлизации), а электрическая схема пары каскадов по постоян-

ному току - на рис. 5.9. Как видно из топологии, СВЧ транзисторы включены в место присоединения к основной ЩЛ четвертьволновых щелевых закороченных резонаторов. Напряжения смещения подаются на металлизированные огтровки , ограниченные от остальной металлизации вспомогательными ЩЛ, которые в местах пересечения с основной ЩЛ закорочены по СВЧ с помощью конденсаторов. Эмиттер транзистора V2 расположен на островке , который ограничен вспомогательной ЩЛ, равной половине длины волны в линии. В центре вспомогательной ЩЛ на расстоянии четверти длины волны от места подключения ее к основной ЩЛ включен четвертьволновой щелевой короткозамкнутый шлейф, исключающий влияние островка на параметры усилителя. С обратной стороны диэлектрической подложки нанесены резисторы смещения, которые связаны с островками смещения на лицевой стороне подложки при помощи штырьков, проходящих сквозь диэлектрик через просверленные отверстия.

Недостаток такого усилителя - низкая развязка между базой и коллектором (за счет наличия резонатора) СВЧ транзистора, т. е. наличие обратной связи, увеличивающей обратную передачу от выхода ко входу усилителя. Расчет усилителя на ЩЛ выполняется также, как и усилителя на МПЛ.


Рис. 5.10. Топологическая схем четырехкаскадного усилителя на ШЛ

7. МНОГОКАСКАЛНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

По способу построения отдельных каскадов многокаскадные усилители можно разделить на три группы: однотактные, балансные и комбинированные. Преимущества однотактных - меньшие габаритные размеры, меньшее число Таблица 9 транзисторов ДЛЯ получения ТОГО же усиления и отсутствие подбора пар транзисторов. Преимущества балансных [131] - более широкий динамический диапазон (балансный каскад увеличивает выходную линейную мощность на 3 дБ); высокая надежность; меньшая склонность к самовозбуждению, так как для выравнивания АЧХ в широкополосных транзисторных усилителях вводятся реактивные элементы, увеличивающие отражения на низких частотах, а в балансных каскадах отраженная мощность поглощается нагрузкой направленного ответвителя; балансные схемы можно одновременно согласовывать по минимальному коэффициенту

Тип

Частотный диапазон, ГГц

Усиление и его неравномерность, дБ

Коэффициент шума, дБ

АТ8032

37±1,5

AT 12027

8-12

30±1,5

АД 128015

12-18

42±1,5

АД181202

18-26

38± 1,5



шума и по отсутствию отражений мощности; лучшая линейность фазовых характеристик. Чаще всего усилители выполняют из комбинации однотактных и балансных каскадов, причем выходные балансные каскады работают на более мощных транзисторах. Функциональная схема такого усилителя показана на рис. 5.11. Выходная мощность такого усилителя на 6 дБ больше усилителя на тех же транзисторах, но выполненных по однотактной схеме. Параметры МШУ приведены в табл. 9 [143].

Пример 12. Рассчитать усилитель на ПТ с рабочей полосой 8-12 ГГц, Кц - 7 дБ, Gp> 20 дБ. Выбираем транзистор [141] В данном случае ПТ можно рассматривать как однонаправленный, при этом эквивалентная схема его преобразуется в две RC-цепи: последовательную на входе и параллельную на выходе. Режим работы выбираем для минимума меры шума: U =4 В, U =


Рнс. 5.11. Функциональная схема многокаскадного усилителя:

7 -схема согласования; 2 - транзистор; 3 - трехдецибельный направленный ответ, витель; 4 - поглощающая нагрузка


= - 1 В, 4 = 30 мА. При ЭТОМ коэффициент шума транзистора /Сщ= 3,3- -4,5 дБ; Gp=10,4...7,6 дБ. Коэффициент шума всего усилителя без учета готерь в согласующих трансформаторах

1 - 1/G Число каскадов усиления

= 20 дБ/7,6 дБ

= 3,2 (или 5 дБ).

S-параметры для расчета транзистора определим из оис. 5.3. На средней частоте /о =10 ГГц = 0,26+/0,5. Приравняем У^ - З^ и разиормируем, умножив на 1/г„=0,02; К^ = 0,26 0,02+ /0,5 0,02 = 0,0053+ /0,01 См, т. е. для необходимо параллельное соединение сопротивления 192 Ом и емкости 0,16 пФ. На средней частоте = 0,85+/ 1,15. Приравняем Vbx = S* и разиормируем Kjjjj = 0,017--/ 0,023 (параллельное соединение). Преобразуем его в последовательное соединение R = 2l Ом и l/coCg = 0,57 Ом. Рассчитаем входной трансформатор. Крайние частоты: = 12 ГГц, / =8 ГГц. Определим по формуле (5.3) полосу усилителя и декремент затухания: /г, = 10 ГГц; А/ = -- 0,4; S= 1,88.

Учитывая 40 %-иую рабочую полосу частот, выбираем схему согласования с тремя резонаторами /г = 3. По рис. 5.5, в определяем элементы чебышевских согласующих цепей: = 1; g, = 0,53; g = 0,8; gg = 0,45. Структуру трансформатора выбираем аналогичную той, которая показана иа рис. 5.4, б. Опре-

деляем параметры инверторов схем согласования по формулам f5.4)-f5.ll) для волнового сопротивления подводящей линии Zq = 50 Ом:

20,33

20,33\

К др/ 3.14 -0,4-21 Y qoo.y . ~ U- 0,53- 0.8-50 1,88

~ ~5б = 0,33 - 10- ;

0,0104

2.ч -

= 24,34 Ом; L = 1 л 0,4

20,33

0,8 0,45

= 0,0142 См; Саз = =

2л 101

= 0,0104; S23 = 0,014

2п/ 6,28 1010 1/2

/ л . О 4 -- 14-0.45 .0,975) =42.3;

1 - (50 0,0104)2 = 0,22 10-12 ф; 42,3

42.32 50

= 148,8;

= 80,37; - = =40,2

(или 0,111 Яо); Ф2з = -2arctg(2B23Zo) = - arc tg (2 0,0142 50) = 54,8°;

- 23 -

-=27,4° (или 0,076 Я„)-, =з4-2з = 0,25 Яо - 0,076 Я„- - 0,111 Я„= 0,063 Яо;

Vn = -Yn *S (22 2о) = а;с

/о 24,34\ r 50~j 20,39

= 44,23°; = 0,33 нГи;

-/,2 = 22,1Г (ИЛИ 0.0614 Яо); - -

h= 12-23 = 0,25 Яо -0,076 Я„ -0,0614Яо = 0,112Яо. Для короткозамкнутого шлейфа с волновым сопротивлением 120 Ом

120 /

= 51°; г^з4-Фш34=0,4

Для компенсации входной емкости на центральной частоте требуется величина индуктивносги, определяемая следуюш.им выражением:

= 0.45 10- Fh.

(2л/о)2 (2л 101 )2 0,57 10-12

Реальная индуктивность

= Z.1 - Z,i2 = 0,45 - 0,33 = 0,1 2 иГн; L = = 24,34/(2л 10 ) =

= 0,39 нГн.

Таким образом, индуктивность трансформатора: L - 0,12 иГи и Z,mi2= = 0,39 нГи. Рассчитаем индуктивность прямоугольника медного проводника, расположенного иа диэлектрике поликор с е = 9,6, толщиной 1 мм. Для L = = 0,39 иГи выбираем отношение ш = 5 и по рис. 5.12, а определяем: L = = 5,7 иГи/см. Следовательно, длина проводника / = 0,39/5,7 = 0,068 см = = 0,68 мм, ширина проводника w- 0.68/5 = 0,136 мм.

Для L = 0.12 иГи llw = 2; Lll = 4 иГ/см; / = 0,12/4 = 0,03 см = 0,3 мм; 01 = 0,3/2 = 0,15 мм.



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 [ 21 ] 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31