Главная  Микроэлектронные устройства сверхвысоких частот 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 [ 29 ] 30 31

достаточно малым, однако чтобы в этих линиях невозникалн паразитные типы колебаний обычно нх ширину выбирают в 2-3 раза больше шнрнны основной линии. В данном примере выбираем Wi =- 3 мм.

Реактивная составляющая (емкость) комплексного сопротивления закрытого диода увеличивает потери ограничителя при низком уровне пришедшей СВЧ мощности. Емкость диода можно компенсировать следующими способами:

1) последовательным включением индуктивности (рис. 8.6, а), где Lk - компенсирующая индуктивность; С,- и /?зак - параметры p-i-n-диода в закрытом состоянии:


8.6. Схема согласования диода:

о - с помощью последовательного включения индуктивности; б - с помощью последовательного шлейфа; в - с помощью параллельного короткозамкнутого шлейфа

2) последовательным включением шлейфа (рис. 8.6, б), где 2ш - волновое сопротивление шлейфа; /щ - длина шлейфа, Zyp - волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора; Нзак -сопротивление RssK после трансформации шлейфом с /ш, который компенсирует С/,

= arctg (Вд/Г)/(2л/Л);

Вд - (оС,-;

/?зак -

- /?зак Zq,

где Л - длина волны в линии;

3) с помощью параллельного короткозамкнутого шлейфа (рис. 8.6, в), длина которого меньше четверти длины волны в линии,

= arctg [(Хд/гш)/(2л/Л)];

X=-Bj{Gl + Bl); Од=1 ?;а.

Из этих трех способов наиболее компактным является первый. По первому способу для компенсации емкости закрытого диода применяют последовательную индуктивность, которую получают за счет

включения в МПЛ отрезка с уменьшенной шириной токонесущего проводника (для МПЛ). Для сохранения в линии с включенными диодами режима бегущих волн величину индуктивности Lk выбирают такой, чтобы соблюдалось равенство

(8.10>

где / - рабочая частота; z,- волновое сопротивление основной линии; Cj - емкость закрытого диода.

Так как структура схемы согласования диода (рис. 8.6, а) соответствует ФНЧ, то на частотах ниже/кр потери в схеме незначительные. Критическая частота та-,

ких схем для примера 19

2л у L,C, 2


Рнс. 8.7. Конструкция ограничителя мощности на ЩЛ:

/ -дноды; 2 - блокировочные конденсаторы; 3 - металлизированный островок

/0.75 0,3 . 10-21 . 6,28 = 2,1 10 Гц.

Индуктивность получена из формулы Lk=z С/=502 X X 0,3 10-12 = 0,75 10- Гн, которая следует из выражения

(8.10), когда (]-) .

~ 1. Чтобы индуктивность Lk была аналогична сосредоточенному элементу (что важно для широкополосности согласования), ее длина должна быть меньше одной восьмой длины волны в линии. Если длина волны равна 20 см в свободном пространстве, укорочение длины волны в МПЛ, выполненной на поликоре с е = 9,8 и толщиной h = \ мм, равно 2,55. Поэтому длина индуктивности должна быть не более 9,8 мм, т. е.

/ < 20/(2,55 8) = 0,98 см = 9,8 мм.

Для определения ширины полоски воспользуемся рис. 5.12, а. Примем /к = 0,15 см < 0,98 см. Тогда Lk k = 0,75/0,15 = 5 и по рис. 5.12, а получаем ьУк = 3,5. Из последнего равенства определим ширину проводника компенсирующей индуктивности т>к = = 0,15/3,5 = 0,43 мм. Рассчитанный в примере 19 ограничитель (рис. 8.4, б) испытан в 20 %-ной полосе рабочих частот и имеет потери пропускания не более 0,5 дБ, потери запирания не менее 30,5 дБ.

Электрическую схему (см. рис. 8.3) можно реализовать и на ЩЛ (рис. 8.7). Этот ограничитель работает в большей полосе, чем ограничитель на МПЛ, так как он не имеет резонансных элементов (например, шлейфов). Согласовывать диоды в этой схеме можно аналогично предыдущей, только для получения последовательной индуктивности



следует расширить щель на участке возле диода. Ширину щели можно вычислить из выражений и графиков гл. 1 по волновому сопротивлению такой линии. В свою очередь волновое сопротивление вычисляют для требуемого значения компенсирующей индуктивности Lk по формуле [27]

2, = Uvlk, (8.34)

где Уф--фазовая скорость волны (Иф с Су.); с -скорость света; Ку - коэффициент укорочения длины волны в линии.

В настоящее время имеются некоторые трудности при монтаже бескорпусных /7-/-п-диодов в ограничителях на ЩЛ, так как большинство серийных диодов имеют конструкцию, специально приспособленную для монтажа в МПЛ. Имея топологию ограничителя, ее размеры можно оптимизировать на ЭВМ (по критерию получения лучших параметров).

До последнего времени большинство микроэлектронных СВЧ устройств строили на основе микрополосковых линий передачи (МПЛ). Как было показано ранее, появились микроэлектронные устройства на других типах линий: щелевой (ЩЛ), копланарной (КЛ), микроволноводе. Но по-прежнему, когда ставится задача создания многофункционального модуля, используют МПЛ, так как не достаточно существующей номенклатуры устройств на ЩЛ и КЛ.

Устройства СВЧ, позволяющие строить многофункциональные приемные модули таким образом, что для реализации каждой из основных функций используют тип линии, конструкция которой наиболее приспособлена для выполнения именно этой функции, приведены в табл. 17. Например, если требуется большая величина развязки между гетеродинным и сигнальным входами смесителя, то в модуле применяют смеситель на комбинациях ЩЛ, КЛ и МПЛ [74], если требуется ограничить входную мощность в широкой полосе частот, то применяют ограничитель мощности на ЩЛ (см. гл. 8).

При выборе типа линий, которые рационально можно использовать в многофункциональных приемных модулях, следует учитывать, что переход с одного типа линии на другой увеличивает потери сигнала и сужает полосу частот. При построении микроэлектронных приемных модулей главные требования - минимальные габаритные размеры устройства и технологичность изготовления.

В настоящее время узлы приемных устройств выполняют в отдельных корпусах, даже если эти узлы изготовлены микроэлектронными. Это чаще всего связано с необходимостью контроля этих узлов после изготовления и их подстройки. Однако прогресс технологий обеспечил условия, когда правильно разработанный узел имеет достаточно высокую повторяемость параметров, поэтому не нуждается в подстройке. Это позволяет объединять в одном корпусе многие узлы, что значительно увеличивает надежность приемного модуля, уменьшает его массу и габаритные размеры, снижает затраты на его изготовление, так как сокращается число коаксиальных СВЧ разъемов, производство которых требует высокой точности.

Ряд узлов, объединенных в одном корпусе, называется большой интегральной схемой (БИС). Она выполняет сразу несколько функций. Корпус БИС оказывает влияние на параметры модуля. При различных неоднородностях (поворотах, скачках волновых сопротивлений и т. п.) возникают высшие типы волн, которые при резонансной связи с корпусом модуля увеличивают потери на отдельных частотах и создают фазовые искажения. Для борьбы с этим конструкцию корпуса следует выполнять не резонансных размеров. Если рассматривать корпус как волновод, часть которого заполнена диэлектриком, то в корпусе могут возникать колебания волн типа ТМ [158]. Определение характеристик этих колебаний -сложная электродинамическая задача. Можно считать, что резонансы волн этого типа появляются при рабочей длине волны в свободном пространстве

Хрез 2 LMD/{LW + wlMY, где D = 1/[1 - (1 - 1/ бэф)]/.; w - внутренняя ширина модуля;

L - длина модуля; h - толщина диэлектрика; b - толщина воздушного зазора над диэлектриком (для МПЛ); - относительная диэлектрическая проницаемость; М, N - целые числа. Это выражение имеет ограничения:

(2л&)Д 1 1; (2лЛ)/>. 2 1, где - критическая длина волны типа ТМ для данного корпуса.

Пара.метры М а N могут иметь значения 1 или 2, например, при йУ = 3 см, Л = 1 мм, & = 6 мм, еэф = 9,8, L= 2,4 см возникают резонансные связи на частотах, соответствующих длинам волны в свободном пространстве: 3,96; 2,48; 2,07; 1,73 см. Отсюда следует, что рабочая длина волны не должна совпадать или быть близкой с этими значения.ми.

Важную роль в работе интегральных схем СВЧ имеют входные переходы, которые должны быть герметичными и иметь в достаточно широкой полосе частот КСВН порядка 1,1 и потери 0,1 дБ. Переходы могут быть волноводно-полосковые [24], коаксиально-полосковые [66] и др. Для связи различных линий между собой используют специальные переходы, которые должны иметь минимальные КСВН и потери, стойкость к высокой мощности, технологичность. Например, при перехоле от полосковой линии к коаксиальной КСВН не более 1,03 в диапазоне до 18 ГГц, от высокодобротной полосковой линии к коаксильной КСВН не более 1,02 в диапазоне 3-11 ГГц, от несимметричной полосковой линии к коаксиальной КСВН не более 1,05 в диапазоне до 10 ГГц [75. Выполнение устройств на различных типах линий и применение переходов от ЩЛ к МПЛ [152], в которых СВЧ энергия проходит от линии к линии через толщу диэлектрической подложки, позволяет создавать безразъемные сборки герметичных модулей, что резко повышает их надежность и повторяемость параметров.

Конструкцию ГИС СВЧ обычно выполняют так, что поликоровые платы своей металлизированной стороной припаивают к рамке из



металла, коэффициент теплового расширения которого совпадает с коэффициентом поликора (например, ковар или титан). Центральный проводник герметичного коаксиального разъема соединяют с МПЛ гибкой фольгой, что предотвращает отслоение напыленного проводника при механических и тепловых деформациях платы и корпуса. Размещение элементов устройств на обеих плоскостях подложек увеличивает плотность заполнения СВЧ элементами ГИС, которая определяется соотношением

П = HSIi S Sniht) ]/,

где Н и S - высота и площадь поперечного сечения модуля соответственно; S ,-ftf -единичный объем, в котором заключен максимум электромагнитного поля распространяющейся волны: Sni = Wnih - единичная площадь; /f -длина СВЧ элемента.

Таблица 17

Устройство СВЧ

Тнп линий

МПЛ

Меандр МПЛ

Фильтр С широкой полосой пропускания

Ограничитель с широкой полосой

Малошумящий усилитель

Диплексер для широкополосного смесителя

Смеситель с высокой развязкой входов[74]

Широкополосный переход с малыми потерями [75,149]

Мосты и направленные ответвителн [42,149]

Аттенюатор с плавной регулировкой затухания в сверхширокой полосе частот

¥:

Примечание. Обозначает комбинации линий.

Значение Wnt- зависит для МПЛ от ширины центрального проводника, для ЩЛ - от ширины щели, для КЛ от расстояния между

заземленными плоскостями. Если использовать подложки одинаковой толщины, то

При использовании подложек с высокой диэлектрической проницаемостью размеры всех резонансных элементов сокращаются в Уг раз. Очевидно, чем меньше П, тем лучше использован объем модуля. Сравнение с помощью этого коэффициента регулярных линий передачи указанных типов показывает, что плотность заполнения у них практически одинакова. Применение комбинаций линий увеличивает плотность заполнения вследствие более эффективного использования поверхностей подложки. Оптимальный коэффициент заполнения (3 . .. ... 5)/]/ .

Большое значение при проектировании имеют допустимые расстояния между микроэлектронными линиями, при которых развязки выше 20 дБ. Расстояния, полученные на основании опытных данных для различных типов линий, приводятся в табл. 18.

Разработчику микросхем приходится выбирать также материал подложек и проводников. Основные физико-химические свойства материалов подложек ГИС

Таблица 18

Тип линии

Тнп линий

МПЛ

МПЛ

Боковой край корпуса

Крышка *

СВЧ приведены в табл. 19, a свойства материлов проводников -в табл. 20. Для подложек наибольшее распространение получил по- ликор. Проводники микроэлектронных линий при тонкопленочной технологии чаще всего выполняют из следующих слоев: хрома - меди - золота или серебра.

Указаны расстояния от крышки до металлизированных плоскостей для ЩЛ и КЛ или до полоскового проводника для МПЛ.

Примечание, w- ширина полоски МПЛ; S - ширина щели ЩЛ или КЛ; Л - толщина диэлек-тр нка.

Таблица 19

Материал

p на постоянном токе относительно р меди

Толщина скнн-слоя на частоте 2 ГГц, мкм

Коэфф нциент теплового расширения а^хЮ , 1/°С

Адгезия к диэлектрику

А1, Ag, Си, Аи Сг, Та, Ti No, W

Pt, Pd

0.95-1,6 7,6-48 3.3

1,4-1,9 4-10,5

15-26 8.5-9 6; 4,6

9-11

Плохая Хорошая Удовлетворительная Средняя



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 [ 29 ] 30 31