Главная  Применение сверхвысоких частот 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 [ 30 ] 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81

®

V? Уа

®

®

®

Фиг. 4.4.6. Вторая схема синтеза двойного тройника. Л/4

Фиг. 4.4.7. Реализация схемы синтеза двойного тройника на коаксиальных линиях.

©-

:© ©

Ф и г. 4.4.8. Реализация второй схемы синтеза на волноводах.

Г. Анализ симметричных четвертьволновых разветвлений. Коаксиальное устройство, изображенное на фиг. 4.4.7 (и его волноводный аналог на фиг. 4.4.8), можно усложнить, если изменить относительные проводимости отрезков линий или же если изменить и величины проводимостей и количество отрезков линий (шлейфов).

Однако вместо синтеза таких усложненных устройств на основе рассмотренных образцов более целесообразно ввести общую схему, провести ее анализ и вывести ряд полезных соотношений.

©

©

Уо

О

Уол

©

у<,

Ф и г. 4.4.9. Схема восьмиполюсника на четвертьволновых

линиях.

Рассмотрим сначала схему, показанную на фиг. 4.4.9. Отметим изменение в нумерации входов: нумерация проведена в соответствии с фиг. 3.7.8 и выражением (3.7.4). Допустим, что все входы согласованы, и подведем к входам 7 и <? одинаковые по амплитуде и синфазные волны

а1в = азе = а/2. (4.4.21)

В силу симметрии системы максимум напряжения будет иметь место в плоскости Pi, т. е. распределение напряжений таково, как если бы в плоскости Pi цепь была разомкнута (холостой ход). Так как ко входам 1 и 3 системы подведены четные или симметричные волны Oie и азе, ТО ВОЛНЫ bie, Ь^е, бзе И ОТражеН-

ные от входов 1, 2, 3 и 4, связаны соотношениями

bie = бзе = Sue j bze - bie = Si2e

(4.4.22)



Если же ко входам 1 я 3 подвести одинаковые по амплитуде, ио сдвинутые по фазе на 180° волны, т. е.

- aio= - азо = а/2, (4.4.23)

то в плоскости Pi зарегистрируем нуль напряжения, и распределение напряжения будет таким же, как если бы плоскость P

а

-r-Yn

7 о

<

д

Фиг. 4.4.10. Четная (а) и нечетная (б) системы.

была короткозамыкающей. Волны й,о, 2о, зо, 4о отраженные от входов 1, 2, 3 и 4 соответственно, будут связаны соотношениями

Ь\о~ - Зо - Silo -g 2о = - 4о = Si2o -2

(4.4.24)

В случае наличия и четных и нечетных волн решение определится в виде суперпозиции частных решений для четного и нечетного случаев:

аз = азе + азо = 0,

а

bi = bie + bio = (Sue + Silo) у = SuO, bz = bie + bio = (Si2e + Si2o) у = Sigfl, Ьз = Ьзе + Ьзо = (S,le - Silo) у = Sigfl, 4 = bie + 640 = (Si2e - S120) Y = Sua.

(4.4.25)

Ha этом анализ считается законченным при условии, что известны матрица рассеяния [S]e двухплечевого узла, соответствующего четному частному решению (фиг. 4.4.10, а), и матрица рассеяния [S]o двухплечевого узла, соответствующего нечетному частному решению (фиг. 4.4.10,6).

Задача определения [S]e и [S]o более систематически решается с использованием матрицы типа [А] (см. приложение XI). Каждому элементу (параллельная разомкнутая на конце линия длиной Я/8, параллельная закороченная линия длиной XI8, последовательная линия длиной К/4) соответствует матрица [А]. Так как эти элементы образуют каскадное соединение, их матрицы просто перемножаются, и находится результирующая матрица. Выражения для [S]e и [S]o получаются из [Л]е и [А]о с помощью соотношений

В-С

Si i - 599 - --~--

2А + В+С

(4.4.26)

где А, В, С, D определены в приложении XI [уравнения (XI. 13)].

Для четного случая, показанного на фиг. 4.4.10, а (см. приложение XI),

lA]e-=

уоа

(4.4.27a)

a для нечетного случая (фиг. 4.4.10,6)

lA]o =

YoA Yob

(4.4.276)

Из соотношений (4.4.26) следует, что устройство будет согласовано, если для четного и нечетного случаев В = С. То же условие накладывается и на [Л]е и [Л] о

или

Уо (y ов \

У о = Yqa - Yob-

(4.4.28)

В таком случае устройство является направленным ответвителем.



Из соотношений (4.4.25) -(4.4.28) определяются переходное ослабление

УОА

(4.4.29)

(4.4.30)

и коэффициент прохождения

- 32e+£l2o 1 г/ 1 \ , / 1 \ ] Sl2--2 -TLlXTTJe+lxTrioJ

Связь, т. е. переходное ослабление, можно произвольно менять, выбирая величины Kqa и Fob таким образом, чтобы выполнялось равенство (4.4.28).

В частном случае, когда Yob = Yo и Yoa = Y2Yo, имеем

Si4=-l 2, (4.4.29)

Si2=- /2, (4.4.30)

что совпадает со значениями элементов в выражениях (4.4.18) (разница лишь в том, что нумерация плеч изменена) или в (3.7.16), за исключением множителя /.

Устройство, изображенное на фиг. 4.4.3, также можно проанализировать этим методом, т. е. рассматривая четные и нечетные частные решения по отношению к плоскости симметрии.

Число поперечных отрезков передающих линий (шлейфов) на фиг. 4.4.9 можно увеличить от двух до любого числа и анализировать систему методом, описанным выше.

При увеличении числа шлейфов согласование достигается несколькими путями. В общем случае чем больше число шлейфов, тем большую полосу пропускания можно получить при данной направленности [17].

Физическая реализация на волноводах будет включать особенности, упомянутые при рассмотрении примеров синтеза.

§ 4.5. ОБЗОР НАПРАВЛЕННЫХ ОТВЕТВИТЕЛЕЙ

Гибридные соединения и двойные тройники являются частным случаем трехдецибельных направленных ответвителей. Они были рассмотрены в § 2,6, 3.7 и 4.4. В гл. 8 будет показано, что комбинация двух мостовых соединений и переменного фазовращателя образует направленный ответвитель с переменной связью.

Матрица рассеяния симметричных ответвителей с общей стенкой (боковой или верхней) рассматривалась в § 3.7, причем были

сделаны два важных вывода: 1) прошедшая и ответвленная волны находятся в квадратуре в симметричных плоскостях отсчета; 2) коэффициенты отражения и прохождения в нежелательном направлении имеют одинаковую величину. В § 4.3 рассматривались методы получения заданной направленности в широкой полосе частот для таких направленных ответвителей с общей стенкой.



к----------------------н@

Фиг. 4.5.1. Общая схема направленного ответвителя.

Второй класс ответвителей (ответвители на разветвлениях или шлейфах) рассматривался в предыдущем параграфе на основе теории четырехполюсников. Из уравнения (4.4.29) видно, что переходное ослабление можно менять произвольно, если изменять проводимости линий.

Существует, однако, много других типов направленных ответвителей, принцип работы которых удобнее объяснить, используя не теорию цепей, а теорию электромагнитного поля. Для несимметричных направленных ответвителей в большинстве случаев можно записать матрицу рассеяния в виде

О р

Р О

О б'

[S] =

6 О

б

(4.5.1)

где

6 = AeJ9i, б' = /ге92,

(4.5.2)

A - действительное число.

Доказательство справедливости выражения (4.5.1) аналогично доказательству, проведенному при выводе (3.7.4). Рассмотрим согласованный взаимный восьмиполюсник без потерь (не обяза-



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 [ 30 ] 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81