Главная  Усилительные устройства 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 [ 22 ] 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87

При повышении частоты усилительные свойства транзистора, зависящие не только от его параметров, но и от сопротивлений Rt и Rh, ухудшаются.

Полоса пропускания ограничена инерционными процессами, происходящими в транзисторе. С повышением частоты коэффициент усиления тока /121э(/) уменьшается, что особенно заметно при />/л21 (рис. 4.4), где /л21 - предельная частота коэффициента передачи тока биполярного транзистора. При / = /л21 этот параметр в раз меньше номинального значения Лги, определяемого при vO. На любой частоте

hiinK,j{\+if/U,) (4.4)

или

213 (/) h,jVl + {f/U )\ (4.5)

Из (4.5) видно, что на частоте />[л21

KADKJhJf, (4.6)

т. е. параметр /i2i3(f) становится обратно пропорциональным частоте. На граничной частоте передачи тока в схеме с общим эмиттером /121э(/) = 1. При этом

/гр = -лэ/л21- (4.7)

В справочниках обычно приводят значение параметра /i2i3(f) для обусловленной частоты f\ очевидно, что при этом

fvv = fK.ii)- (4.8)

Например, для транзистора КТ345Б указывается, что на частоте 100 МГц модуль коэффициента усиления тока в схеме с ОЭ равен 3,5, очевидно, что при этих данных /гр= 100-3,5 = 350 МГц.

Проводимость прямой передачи г/21э(/) зависит от частоты подобным же образом, но частота, соответствующая уменьшению Упэ{\) bY 2 раз, т. е. fy2b в несколько раз превышает fhiu оставаясь меньшей /гр. Ориентировочно можно принять, что

fy 21 ~ Vfh-n /гр = fh 21 VhZ- (4.9)

Следует помнить, что зависимости /1г1э(/) и У21э{!) справедливы при н = 0; при Rh¥=0 сказывается влияние емкости коллекторного перехода Ск (рис. 4.5, а). Частота fh2i зависит от параметров

Гбэ и Сб-э

/;,21=1/2яСбэГб'э:. (4.10)

а частота fy2\ зависит еще и от г'в

fy 21 = (Г'б + Гбэ )/(2я Сбэ Г'б Гбэ) = /л 21 (1 + Гбэ/Г'б). (4.11)

Емкость Ск во много раз меньше Св э, НО она находится под более высоким напряжением б'к= б'э- кэ = б-э- i-SiU6-sRu) = ~ибэ{1+S,R ), где S, - внутренняя проводимость прямой пере-3* 67



дачи, и поэтому потребляемый Ск ток сравним с током через Сб-э и заметнее влияет (при Я„фО) на частоту fg/j - удоб-

ства объединяя их в одну емкость Со, которую назовем общей шунтирующей. Так как напряжение б-к в (l+SiRn) раз больше напряжения б-э. то при пересчете емкости Ск в точки б' и э при

к к (-)


Л

Рис. 4.5. Эквивалентные схемы каскада с ОЭ

сохранении прежнего значения потребляемого тока следует увеличить Ск в {\+SiRn) раз. Тогда общая эквивалентная емкость, шунтирующая сопротивление Гб-э. составит

Со = Сбэ + (1 + 5, Rb) С„ Сбэ + S, R С„. (4.12)

Поскольку в такой эквивалентной цепи присутствует один реактивный параметр, то передаточная функция каскада с ОЭ содержит один полюс. Для определения частоты полюса, одновременно равного частоте fyj целесообразно объединить сопротивления Rr + г'б и Гбэ. заменив источник ЭДС источником тока и перейдя от мгновенных значений к амплитудным (рис. 4.5,6). В этих условиях задающий ток

hm = E,JiR, + r). (4.13)

Очевидно, что при повышении частоты уменьшается сопротивление емкости Со и в результате уменьшаются напряжение Ue-am, ток SiUfam, выходное напряжение И^зт и сквозной коэффициент

усиления икэт/Егт, ТЭК КЗК Uкэт -Raкт~ эт изменяется по

тому же закону, что и напряжение {Уб-эт на емкости Со, т. е. между точками б', э (при этом амплитуда ЭДС Е^т принимается неизменной на всех частотах). Из эквивалентной схемы на рис. 4.5,6 следует, что

Ij = 1гл? (4 14)

- К (/?г + А'б)(1 ?эк + 12я/Со)



где

Прн 2я/Со=1/эк общая проводимость Y оказывается в К 2 раз ботьше, чем 1/Яэк, а напряжение f/e-am меньше его значения при fO откуда следует, что частота 2 совпадающая с частотой полюса,

j-jpH /? = 0 и /?г=0 частота fyj достигает максимального значения, равного fy2\ [формула (4.11)].

Емкость коллекторного перехода уреличивает общую шунтирующую емкость Со и снижает частоту / Кроме того, поскольку существуют два пути

прямой передачи сигнала: через зависимый источник siuam и через емкость Ск (рис. 4.5,а), транзистор, включенный по схеме с ОЭ, эквивалентен неминимально-фазовой цепи. Действительно, в операторной форме ток /кт равен разности / m{p)=S,Uc\m{p)-lcm{p), ПрИЧеМ ТОК Iс т {р) = pc[U б',т(р)-

-икэт(р)] протекает через емкость С„ (рис. 4.5,а) от точки б' к точке к. Имея в виду, что икзт{р) =-яв1кт{р) И исключэя В ЭТИХ уравнсниях 1кт(р) и fcmip), находим передаточную функцию напряжения от точек б'-э к точкам к-э:

Цнэ т (р) {Si - рС ) Ru

ибэт(р) 1 + pckrh

Поскольку вещественная часть нуля данной передаточной функции z= = Ck/S, положительна, т. е. нуль расположен в правой полуплоскости [1], то рассмотренная цепь действительно оказывается неминимально-фазовой, что в значительной степени затрудняет обеспечение устойчивости в области весьма высоких частот и препятствует получению глубокой ОС при широкой полосе частот, а это и требуется для усилителей систем многоканальной связи прн большом числе каналов. Разрабатывая такого рода усилитель, следует добиваться снижения той составляющей монтажной емкости, которая шунтирует промежуток между точками б-к.

Входное сопротивление каскада с ОЭ весьма просто выражается через /i-параметры транзистора, входящие в следующую систему уравнений (при f->0):

637n=All36m + Al2 3K3 7n; Кт=21а^бт + 22э1кэт- (4.17)

Если пренебречь слабо влияющим параметром /ii23, не приводимым в справочниках, то

в. = /бэт/4т~/гцз, (4.18)

причем, как видно из рис. 4.5, а (при f->-0),

Ьпэ = г'б + Гбэ. (4.19)

При повышении частоты из-за шунтирования Гб-э емкостью Со входное сопротивление уменьшается, стремясь к г'б (рис. 4.6):

7 , эО/ИоСо)

Zbx = б Н--ГТТ-- =

- Гб-э 4- 1/J шСо



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 [ 22 ] 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87