нижних И средних частот емкостное сопротивление 1/а)С„э оказывается, как правило, значительно больше Янэ, и существующая при этом ОС (последовательная по току) заметно снижает коэффициент усиления (рис. 5,19); по мере повышения частоты полное сопротивление цепи э|С„э, равное К^нэ/[1-f (соСнэ^?нэ)], становится меньше, а это сопровождается уменьшением глубины ОС,

Рис 519 Амплитудно-частотные характеристики каскадов резисторного (/) и с эмиттерной коррекцией (2- 6) при Л=0

log)

что в какой-то степени компенсирует снижение коэффициента усиления транзистора. Так, если R =0 (что эквивалентно шунтированию .нэ конденсатором С„э с бесконечно большой емкостью), то АЧХ в области верхних частот (кривая /) не будет отличаться от свойственной резисторному каскаду без коррекции (рис. 2А,а и 5.13). При Снэ = 0 из-за ОС коэффициент усиления становится меньше, но форма АЧХ сохраняется при небольшом расширении полосы пропускания (кривая 2).

При неэкстремальном значении 0<Снэ<оо и повышении частоты от нуля АЧХ представляет собой кривую 3, которая при малых значениях частоты совпадает с кривой 2 (так как 1/(йС э здесь очень велико, что рав'носильно приближению Снэ к нулю), а на весьма высокой частоте - с кривой / (поскольку при сооо 1/(йС э^0 подобно тому, как если С„э^оо, что и было показано на рис. 5.16). При меньшей емкости С„э участок АЧХ перехода линии 2 к линии / располагается правее. Уменьшая С„ э, можно дойти до характеристики 4, которой согласно рис. 5.13 соответствует такая же площадь усиления Qs, как у каскада с исходной кривой /. А это означает, что с помощью эмиттерной коррекции при Qs = const можно расширять полосу пропускания частот, правда, снижая усиление.

Увеличив С„э до Снэ opt, МОЖНО получить самую большую площадь усиления, сохранив форму АЧХ плоской (кривая 5), дальнейшее небольшое увеличение Снэ приводит к образованию максимума (кривая 6). Характеристика типа кривой 5 называется максимально плоской, или оптимальной. Выигрыш по площади усиления, получаемый за счет использования эмиттерной коррекции при i?r=0, составляет 1,45... 1,6 при отсчете fyj как обычно, на уровне -3 дБ.

Следует обратить внимание на то, что здесь уровень отсчета номинального усиления (т. е. усиления в области средних частот) G относится к горизонтальному участку кривой 2 (в отличие от кривой / на рис. 5.16 (С„э = оо)).

То, что кривые 5 я 6 вышли за пределы линии /, объясняется изменением характера ОС, которая в данном участке частотного диапазона вследствие дополнительного фазового сдвига, вносимого цепочкой Снэ^нэ, стацовится положительной (см. на рис. 3.14,а). За счет последовательной (и частотно-зависимой ОС, на которой основана коррекция, происходит увеличение входного сопротивления и снижение входной емкости, что позволяет несколько уменьшить емкости разделительных и блокировочных конденсаторов, в первую очередь Ср; в ряде случаев можно отказаться от применения блокировочного конденсатора Сблэ большой емкости, поскольку происходящее цри этом снижение коэффициента усиления все равно необходимо для расширения полосы пропускащия. Находящийся в эмиттерной цепи резистор Янз повышает стабильность режима работы цо постоянному току и способствует достижению лучшей стабильности усиления (если он не шунтирован конденсатором большой емкости).

Бели сопротивление резистора Яаз как элемента высокочастотной коррекции оказывается недостаточным для получения требуемой стабильности режима, то в этом случае можно ввести дополнительный резистор Я*э (рис. 5.20,а), шунтированный блокировочным конденсатором Сбл э большой емкости, или использовать наряду с эмиттером еще и коллекторную стабилизацию. Схемы на рис. 5.20,а и б потенциально эквивалентны, но первая проще в смысле рассмотрения протекающих в ней процессов и расчета, однако требуется применение блокировочного конденсатора Сблэ

Рис 5 20. Варианты схемы эмиттерной цепи в каскаде с эмиттерной коррекцией при повышенной стабилизации режима

Рис 5 21 Семейство нормированных переходных характеристик каскада с эмиттерной коррекцией при Лг=0:

/) Снэ = >; 2) Снэ-0; 3) критического режима; 4) Снэ = 300 пФ; 5) С,д = 1000 пФ; 6) Сд-= 10 000 пФ

с емкостью, большей в {\-\-Я*э.Шнэ) раз Сэп, причем в схеме на рис. 5.20,6 R 3 = R3Rssl{R3 + Rss).

Перейдем теперь к рассмотрению переходных характеристик H{t)=U2(t)IKUi (рис. 5.21); при С„э=оо (кривая /) ПХ, обычная для режима резисторного каскада (см. рис. 2.21), а при Снэ = 0 сохраняется прежняя форма, но максимум H{t) ниже вследствие меньшего коэффициента усиления. При неэкстремальном значении емкости Снэ она не успевает приобрести сколько-нибудь заметный заряд и напряжение на конденсаторе С„э близко к нулю, что эквивалентно С„э=оо, 1при этом переменная U2{t) следует кривой 1. По мере накопления заряда ток через Снэ становится меньше, стремясь к нулю, а это не отличается от условий работы, когда Снэ = 0. Поэтому окончание переходного процесса описывается кривой, сближающейся с кривой 2. При сравнительно небольшой емкости (кривая 3) переходный процесс протекает быстрее, чем при Снэ=0 или Сэ=оо, т. е. время установления ty получается меньше; при несколько большем значении Снэ (300 пФ) появляется выброс (кривая 4), а само установление может оказаться колебательным. Последнее объясняется тем, что корни характеристического уравнения системы (второй степени) оказываются комплексными, т. е. эквивалентная добротность превышает 0,5. Эмит-терная коррекция наряду с возможностью снижения ty позволяет получить выигрыш в отношении K/ty, если Rr = 0.

Анализ эквивалентной схемы каскада с эмиттерной коррекцией (рис. 5.22) позволяет представить передаточную функцию в виде

+ тр + пр

(5.68)

которая содержит уль и два полюса, зависящие от вещественных параметров а, т и п.

Рис 5.22. Эквивалентная схема каскада с эмиттерной коррекцией для верхних частот и малых времен

1,[р} I f Icjp)/,

о

-О-- -

L,(P)

Возвращаясь к рис. 5.19, отметим, что кривая 4 соответствует равенству нуля и полюса, достигаемому при условии

т=а + п/а, (5.69)

приводящему к функции