где N{p) - характеристический многочлен не ниже первой степени.

в начальный период применения противошумовой коррекции, был распространен способе частотно-зависимым делителем напряжения (рис. 5.40), передаточная функция которого

Ulip) Zi{p) + ZAP) i/Zi{p) + \/Z2{p)

где \IZ,{p) = \IR,+pCu \IZ2(p)\IR2 + pC2.

Приведенные выражения позволяют определить частоты нуля и полюса делителя напряжения:

= 1/2я d R,- /р„ = (i?i + R2)l2n (Ci + С,) Rl R,

и их отношение

/рк .к = Ci {Rl + R,)/{Ci + Q R,. (5.109)

Недостатком данного способа .коррекции является то, что весьма затруднено получение требуемого отношения частот полюса и нуля, которое, как показывают расчеты в примере 1, должно превышать 60. А из (5.109) видно, что при С2ФО еще больше должно быть отношение {R\ + R2) IR2, обратная величина которого равна передаче напряжения сигнала при /< </zK, т. е. в области средних частот. Это означает, что при глубокой коррекции делитель напряжения создает значительное ослабление сигнала.

Более каскад с рекцией, содержит нуль частоте

Рис. 5.40. Схема каскада с противошумовой коррекцией

эффективным является глубокой эмиттерной кор-у которого передаточная функция вида (5.68) содержит нуль с частотой /zK=l/2na = == 1/2л;Снэ./?нэ, приравниваемой частоте полюса входной цепи. В этом случае объединенная передаточная функция

/С(р)=1/(1 + тр + пр),

(5.110)

модуль которой

/С(со) = 1/У1 + (т2 -2л) со

(5.111)

АЧХ объединенного устройства получается максимально плоской согласно критерию Г. В. Брауде цри соблюдении условия т^-2п = = 0, которое вместе с (5.72) позволяет определить требуемое сопротивление в цепи эмиттера. Заменяя в (5.111) m и л их развернутыми значениями и вводя обозначение

Сэ = Сбэ+ S,(/?, +г'б) С, (5.112)

получаем

[{Rr + r6)Co] + {alf

2 {aSi [Rr + /-б) Со - liRr + г'б) Со + а к] Сэ } 178

(5.113)

Пример 2. Определить сопротивление и емкость элементов в цепи эмиттера каскада, корректирующего частотные искажения, создаваемые входным устройством, выполненным по данным примера 1 при следующих условиях: транзистор 2Т354А-2 с параметрами /гр=1100 МГц, Ск=1,3 пФ (Ук=5 В), г'б=20 Ом, /1213=/40-200 90, Гб-э = б00 Ом (/к = 5 мА), hii3=rt + rt,= = 20-f600 = 620 Ом, сопротивления источника сигнала н нагрузки 300 Ом (при больших значениях не обеспечивается требуемая полоса пропускания частот до 6 МГц).

Находим остальные параметры транзистора, используя выражения (4.30), (4.7), (4.10), (4.12) и Сэк, по формуле (5.112):

1 1 213 90

7--ш^ = = т =

Х = 1 + (/?г +б) б'э = 1 +(300 + 20)0,00 167 = 1,533;

л21э 0,159-90 ,

.3 = = ТШ, - 10- Ф = 22 пФ;

Co = Cg,3 +S,-;? C = 22+ 0,15-300-1,3 = 80,5 пФ;

Сэк = С^э + Si (Rr + г'б) Ск = 22 + 0,15 (300 + 20) 1,3 = 84,4 пФ.

Частота нуля каскада с коррекцией должна быть равна частоте полюса входной цепи. Как вытекает нз (5.100) н данных примера 1, эти условия позволяют определить

а = 1/2я = Ti = CiRi = 1,8-10 с.

Согласно (5.113)

[{Rr + r6)CoV + (af

2 {aSi (Rr + ro) Со - KRr + r5) C + a Я] Сэ )

[ (300 + 20)80,5-10-2]2+ (l,8-10-S-l,533)

2 {1,8-10--0,15 (300 + 20) 80,5- lO - [(300 + 20) 80,5- lO + -

+1,8-10-6.1 533j.84 4.10-12} - 580 Ом;

при этом ch3=a ?h3=l,8.10-V580=3110.]0- 2 ф = 3110 мФ.

Для полученных значений, согласно формулам (5.71), (5.72) и (5.80), находим:

hisRn 90-300 Q gjg.

hn3 + h2i3Rm 620 + 90.580

(Rr + л'б) (Со + 5,./? эС ) + /?нэ ( Сб,з + Я Снэ) т -

Я + SiRhb

[(300+ 20) (80,5+ 0,15.580.1,3)+ 580 (22+ 1,533.3110)] - lO- = 1,533 + 0,15-580 -

= 32,1-10-5 J..

(;?г +б) СоСнэ^нэ (300 + 20) 80,5-3110-580-10-2 ,

--5-!---:- кок. т * f2.

Я + 5г/?нэ 1,533 + 0,15.580 - ss ш с,

а 1,8.10-6 m 32,1.10-8

а= -=-. - = 78,8; т =-= , = = 1,414.

Уп К525.10-8 Уп У525.10-

Коэффициенты т н п корректирующего каскада по условию Г. В. Брауде удовлетворяют равенствам т^-2л=0 и ma-2=0, что в данном случае н получилось. Если й:$>1, то можно упростить выражения (5.83) н (5.84):

/м - г, -

2л а

2пУ п

0,159 1525.10-

= 6,9 МГц;

У2 У 2

Абсолютное значение Ктах = ЯтахК=28,8, что меньше коэффициента усиления при Снэ = < (т. е. без эмиттерной коррекции), равного г/2!эЯн = Л21эЛн/гиэ = = 90-300/620 = 43,7.

Уровень частотных искажений объединенного устройства определяется значением /?в= 1/1/1+л^ш^в = 1/1,247 = 0,805(-1,9 дБ), что можно считать приемлемым (для снижения частотных искажений следует выбирать более высокочастотный транзистор илп уменьшать сопротивления Rr и Rh). Выброс для входного устройства и корректирующего каскада с передаточной функцией вида (5.110) определяется через параметры а=0 н т=У2.

Из рис. 4.60 (а = 0) видно, что при Q= l/ffi= 1/ К 2 = 0,707 выброс 6=4,5% = = corst; этот же результат получается и с помощью рис. 5.24.

В передающей телевизионной аппаратуре третьего поколения нротивощумовая коррекция основана на использовании параллельной частотно-зависимой ОС, охватывающей несколько каскадов (рис. 5.41). Элементом ОС является резистор Ri, а частотную

Г

т

или

Рис. 5.41. Упрощенная схема усилительного устройства с противошумовой коррекцией на основе параллельной частотно-зависимой ОС

зависимость ОС создают элементы Сг, Rs- Инвертирующий усилитель вместе с транзистором Уг и последующими за ним заключены в корпусе одной И.НС. Полевой транзистор Vi входного каскада для уменьшения емкости монтажа располагается вблизи цередаю-щей трубки; С] - по-прежнему общая шунтирующая емкость, образованная из емкости трубки и входной емкости транзистора Vi (вместе с е.мкостью монтажа). Этот вид коррекции позволяет получить большее отношение сигнал-шум, и, в отличие от эмиттерной коррекции, не требует применения конденсатора большой емкости.

Исследование рассматриваемого входного устройства, проведенное аналогично представленному на рис. 5.39, позволяет найти отношение сигнал-шум

и, I--

UTfB 1 +

1 + 4-(2ix/b Ci Ri)